1引言受用户之托，需要设计开发种可靠性高，体积小，成本低的大功率工业激光器脉冲电源，其主要技术要求如下输入电源相交流380，士输出电压4007以下可调输出电流最大300输出频率100此以下可调输出脉宽0.120旧根据这要求，我们选用了小容量开关电源充电，大容量电容储能，实现大功率脉冲放电的设计方案。根据这方案，充电用开关电源的设计便成为整个电源设计的核心内容。设计过程中进行了大量的调研试验工作，其中的心得颇多，现就充电用开关电源设计过程中有关器件选用方面的经验略抒己。

2主回路以往的工业或医疗用激光设备中，其功率器件多为晶闸管。因晶闸管的开关频率较低，致使这种电源的动态响应时间较长，调节性能较差；而且晶闸管的导通，况主要依赖于触发相位角的变化，故不易实现系统的闭环控制，电网的波动也容易影响其稳定性；再者，晶闸管开关频率低造成电路中的变压器电感电容等元件体积重置很大，从而使得整个系统的体积重里很大另外，外围的分立器件较多也对系统的可靠性不利。

随着频功率器件的迅速发展，性能稳定，速高集成度的大功率81绝缘双极晶体管在电力电子技术领域的应用越来越广泛。它同时具有从71的电压控制高速开关及18的低导通压降的优点，是迄今为止在中等功率场合最为优秀的电力电子开关器件。根据调研以及此前工作的体会，为满足用户对电源可靠性和体积重量等方面的要求，我们决定采用作为该电源主回路功率器件。

由于本电源采用380，相交流供电，若考虑电网±的电压波动，则经整流泷波后的电压变动范围约为470，570，另外，逆变电路采用全桥式，为防止桥臂直通则必须有足够的工作死区时间若最大工作占空比为0.9，则频变压器变比为1.根据脉冲放电的功率要求，系统满功率输出400，运行时，逆变电路中81的通态平均电流为20六，峰值电流逆变器工作频率20吐2，输出电抗器为1础的情况下，电抗器交流分量峰，峰值为3.75为21.875.

因此，为保留足够的安全裕量，应选用12007504的8了。实际应用的器件就是具有这种额定值的日本菱公司，100 2仙串联双单元168丁模块。

3驱动电路驱动电路的性能对1681能否发挥最佳效用影响较大，我们在实践过程中对此体会较深。

已丁是种电压控制型器件极输入电阻可达几十兆欧。以我们选用的，500 2仙为例，当0极驱动电压为2时，静态驱动电流最大值小于0.5，因此，面看来它的驱动是很容易实现的。但实际上丁的个引出极间均存在寄生电容，因此驱动电路的负载实际上是个容性网络，要实现高速开关，驱动电路必须能够很快提供足够的开通触发电荷量和关断吸收电荷量，即提供足够高的开关瞬时电流以工作电压为600时，所需的开关电荷量最大可达400，若想使它在500沾内开通，1必内关断，则在开通时间内驱动电路提供吸收电流不应低于0.4；再考虑到开启电压门限最高可达7.5，最低可达4.57，则对驱动电路的驱动能力要求是相当高的。同时，过快的开关速度还有可能造成工作情况超过108了的安全工作区，尤其是在发生短路过流的情况下，速关断很容易造成，1的损坏，因此也不能味提高驱动电路的驱动能力。总之，驱动电路的设计相当复杂，虽然现在已经有商品化的集成驱动器，但我们在选用的过程中仍然遇到了些麻烦。

经过仔细分析，最后确认故障原因在于□出841驱动电路4.5，的关断驱动电压在有些情况下不能保证8了的可靠关断。

理论上讲，1081是零电压关断，但在实际的硬开关全桥逆变电路中，在很多情况下零电压关断很不可靠。特别是由于108丁断或另桥臂开通时，由于极间电压急剧升高，会通过该电容给，极间电容充电，形成，极间正的电压尖峰。以，肘5002州为例，当1间电压为10时，其转移电容最大值可达3，此时仅需很低的0极间电压上升率，便需要驱动电路向转移电容提供很大的吸收电流才能保证1081的可靠关断。增大驱动电路吸收电流能力的方法有两种，是减小驱动电阻尺8，但这样又会加快108了关断速度，提CE极间电压上升率，增大转移电容的充电电流。另种方法就是降低关断驱动电压。841虽然提供4.5的关断驱动电压，但我们在实际使用过程中仍然出现了误导通问，因此我们将驱动电路换成了日本菱公司生产的驱动电路57959这种驱动器的关断驱动电压为lOV，在其他性能基本相同的情况下，显然对还8了的实际应用而言，1的关断驱动电压比4.57要可靠得多。试验证明它的确解决了108了误导通问铨。

4控制电路控制电路主要实现的功能为人机对话以及内部实时控制信号的产生和，送。激光器用开关电源与普通开关电源的主要区别在于前者的负载为非线性负载，因此在控制电路的设计中前者比后者要复杂些。在控制过程中需要进行大量的计算，采用模拟器件很难实现，因此我们决定选用单片机进行数字实时控制。

公司的，106072，10系列单片机采用哈佛总线结构，速度快，使用灵活，非常适合作为嵌入式微控制器使用。目前在国内己经开始广泛应用，有足够的技术支持。其中打16072本身带有28字节的程序存储器，128字节的数据寄存器，5路8位，转换通道，1路口机1输出通道，1路52标准串行总线通道，上述通道均可作为通用10口使用，除此以外还有13个通用10口，功能齐全，可以完成本电源设计所需要在整个控制系统中我们总共使用了片，101672.其中片作为系统主机，实现人机对话功能片作为电压环控制器完成输入输出电压的0转换，初始输出脉宽的计算以及与主控芯片的通信片作为电流环控制器完成输出电流的人0转换，最终脉宽的计算及单路，机输出。模拟信号由霍尔传感器进行检测并隔离，经由硬件电路滤波后再由单片机内置的0转换器转换成数字信号。分频工作由硬件电路完成并形成两路相差180的控制信号，分别用于控制全桥变换器的两个桥臂。为加强控制电路耦进行离。

在主回路电流电压检测方面，由于检测信号不共地，且不希望控制电路与主回路之间有直接的电联系，同时为了保证可靠性及检测稍度，我们选用了磁平衡式炻尔电流电压传感器模块。这种模块在主回路与控制电路之间可以实现良好的电气离，同时拥有优异的动态性能及测量精度，是现今电力电子方面优良的电流电压传感器。使用结果明，这种传感器性能稳定，可靠性高。

5保护电路保护电路在开关电源中不可缺少，良好护电路主要包括过电压保护和过电流保护两种108丁在关断过程中，杂散电感储存的能量要泄放，就会在108了的1极之间产生较高的电压尖峰。为吸收或抑制这种尖峰。常用的办法是在每个开关上附加套缓冲电路。但在我们的设计实践中发现，这种8，缓冲电路存在许多问是增加了系统的复杂性，在我们的试验过程中。这种缓冲回路多次发生故障，并没有到增加可靠性的作用是该方式并不能够减少电路总的损耗，在8了中减少的损耗实际上转移到了缓冲回路中。通过分析，我们认为，5002，的额定工作电压为12007，远远大于实际最大工作电压600，实际最大损耗约为150也远远小于允许间本身即存在寄生电容，并附加有反并联快恢复极管反向恢复时间小于25，1！5，当关断桥臂上扣81的，极间电压高于输入电压时，可以通过另桥臂上的反并联极管将极间电压钳位在输入电压上，因此，我们决定取消尺，缓冲电路，仅在系统，9=则厂利用以上公式，就可以从磁路的思想出发来求解该问。具体思路如下把时间1分离成，个小片段，在该时间段内，设涡流盘运动速度呈线性变化，则可得出在1内运动的路程。在每个运动时间间隔点上，即对应涡流盘与线圈之间的距离，从而对应气隙磁导，由磁路方程可解出穿过活盘的磁通，由Maxwel公式或4可求出磁场力，对应列出动态微分方程并求解即可得整个动态特性参数。

4分析计算结果根据型直流断路器脱扣器电动斥力机构的设计，计算结果2.

1张冠生编著。电器学。机械工业出版社，976费鸿俊，张冠生编著。电器机构动态分析计算。

机械工业版社，993 3周克定编著。工程电磁场专论。华中工学院出版41盛剑霍等编著。电磁场数质分析。科学出版社，上接第13页108丁逆变桥直流输入端并联无感吸收电容。

理论计算和试验结果均明，在满负载关断时变压器漏感约为1诎，吸收电容0.15108丁上产生的电压尖峰在死区期间低于600，且附加产生的振荡很轻微频率仅为几百千赫，峰值电压低于20V，峰值电流低于10，且衰减很快，未对电路工作产生影响，故实际上在我们这种情况下可以不再附加0缓冲电路。

对于短路过电流保护，根据81的特点，保护关断时间过长或过短都不好。驱动器M57959L虽然本身带有过流检测及缓关断保护功能，但其过电流检测响应时间为10旧，对较短的脉冲过流不能实现保护。因此我们没有采用M57959L过电流检测功能。

该功能由附加的电路实现由霍尔传感器检测电流信号并通过滤波去除干扰信号，再经比较器进行信号比较，若出现过电流。贝，维持过电流2旧可调后锁定，并通过高速光耦将M57959L的过电流检测端置高电平，通过55795孔的过电流缓关断功能实现短脉冲过电流保护。

6结束语在开关电源的设计中，重要器件的合理选用是非常关键的，只有进行大量的调，研究，掌握各种器件的参数特性，并经过全面综合的权衡之后，才能合理选用器件。本文仅仅阐述了作者在激光器开关电源实际开发过程中的些实践经验，由于篇幅所限，对电源放电回路器件选用不再赘述。